摘要：三電平整流器由于其*的優(yōu)點，受到了越來越多的重視。介紹了三電平橋式整流器的工作原理，并用數(shù)字信號處理器對其控制系統(tǒng)進行了實現(xiàn)，說明了全數(shù)字控制系統(tǒng)的硬件設計和軟件設計的方法。仿真和實驗結(jié)果驗證了理論研究的結(jié)果。
　　
　　關鍵詞：數(shù)字信號處理器；三電平；PWM整流器；功率因數(shù)校正
　　
　　引言
　　
　　三電平（ThreeLevel，TL）整流器是一種可用于高壓大功率的PWM整流器，具有功率因數(shù)接近1，且開關電壓應力比兩電平減小一半的優(yōu)點。文獻[1]及[2]提到一種三電平Boost電路，用于對整流橋進行功率因數(shù)校正，但由于二極管整流電路的不可逆性，無法實現(xiàn)功率流的雙向流動。文獻[3]，[4]及[5]提到了幾種三電平PWM整流器，盡管實現(xiàn)了三電平，但開關管上電壓應力減少一半的優(yōu)點沒有實現(xiàn)。三電平整流器盡管比兩電平整流器開關數(shù)量多，控制復雜，但其具有兩電平整流器所不具備的特點：
　　
　　1）電平數(shù)的增加使之具有更小的直流側(cè)電壓脈動和更佳的動態(tài)性能，在開關頻率很低時，如300～500Hz就能滿足對電流諧波的要求;
　　
　　2）電平數(shù)的增加也使電源側(cè)電流比兩電平中的電流更接近正弦，且隨著電平數(shù)的增加，正弦性越好，功率因數(shù)更高;
　　
　　3）開關的增加也有利于降低開關管上的電壓壓應力，提高裝置工作的穩(wěn)定性，適用于對電壓要求較高的場合。
　　
　　1、TL整流器工作原理
　　
　　TL整流器主電路如圖1所示，由8個開關管V11～V42組成三電平橋式電路。假定u1=u2=ud/2，則每只開關管將承擔直流側(cè)電壓的一半。　　　　
　　以左半橋臂為例，1態(tài)時，當電流is為正值時，電流從A點流經(jīng)VD11及VD12到輸出端;當is為負值時，電流從A點流經(jīng)V11及V12到輸出端，因此，無論is為何值，均有uAG=uCG=+ud/2，D1防止了電容C1被V11（VD11）短接。同理，在0態(tài)時，有uAG=0;在-1態(tài)時，有uAG=uDG=-ud/2，D2防止了電容C2被V22（VD22）短接。
　　
　　右半橋臂原理類似，因此A及B端電壓波形如圖2所示，從而在交流側(cè)電壓uAB上產(chǎn)生五個電平：+ud，+ud/2，0，-ud/2，-ud。　　　　
　　每個半橋均有三種工作狀態(tài)，整個TL橋共有32=9個狀態(tài)。分別如下：
　　
　　狀態(tài)0（1,1）開關管V11，V12，V31，V32開通，變換器交流側(cè)電壓uAB等于0，電容通過直流側(cè)負載放電，線路電流is的大小隨主電路電壓us的變化而增加或減小。
　　
　　狀態(tài)1（1,0）開關管V11，V12，V32，V41開通，交流側(cè)輸入電壓uAB等于ud/2，輸入端電感電壓等于us-u1。電容C1電壓被正向（或反向）電流充電（u1
　　
　　狀態(tài)2（1,-1）開關管V11，V12，V41，V42開通，輸入電壓uAB=ud，正向（或反向）電流對電容C1及C2充電（或放電），由于輸入電感電壓反向，電流is逐漸減小。
　　
　　狀態(tài)3（0,1）開關管V12，V21，V31，V32開通，交流側(cè)輸入電壓uAB等于-ud/2，輸入電感上電壓等于us+u1。電容電壓被正向（或反向）電流充電（或放電）。
　　
　　狀態(tài)4（0,0）開關管V12，V21，V32，V41開通，輸入端電壓為0，電容通過直流側(cè)負載放電，線路電流is的大小隨主電路電壓us的變化而增加或減小。
　　
　　狀態(tài)5（0,-1）開關管V12，V21，V41，V42開通，交流側(cè)電壓為ud/2，正向（或反向）電流對電容C2充電（或放電），電容C1通過負載電流放電。
　　
　　狀態(tài)6（-1,1）開關管V21，V22，V31，V32開通，uAB=-ud，正向（或反向）線電流對兩個電容C1及C2充電（或放電），由于升壓電感電壓正向，線電流將逐漸增加。
　　
　　狀態(tài)7（-1,0）開關管V21，V22，V32，V41開通，交流側(cè)電壓電平為-ud/2，正向（或反向）電流對電容C2充電（或放電），電容C1通過負載電流放電。
　　
　　狀態(tài)8（-1,-1）開關管V21，V22，V41，V42開通，輸入端電壓為0，升壓電感電壓等于us，兩個電容C1及C2均通過負載電流放電。電流is根據(jù)電壓us的變化而增加（或減小）。
　　
　　2、硬件電路設計
　　
　　從圖2可以看出，在輸入電壓頻率恒定的情況下，要在變換器交流側(cè)產(chǎn)生一個三電平電壓波形，輸入電壓一個周期內(nèi)應定義兩個操作范圍：區(qū)域1和區(qū)域2，如圖3所示。　　　　
　　在區(qū)域1，電壓大于-ud/2，并且小于ud/2，在電壓uAB上產(chǎn)生三個電平：-ud/2，0，ud/2。同理，在區(qū)域2，電壓值大于ud/2，并小于直流側(cè)電壓ud，在電壓正半周期（或負半周期）上產(chǎn)生兩個電平：ud/2和ud（或-ud/2和-ud）。相應電平的工作區(qū)域如表1所列。
　　
　　表1相應電平的工作區(qū)域工作區(qū)域1212
　　
　　us>0us<0us>0us<0
　　
　　高電平ud/20ud-ud/2
　　
　　低電平0-ud/2ud/2-ud
　　
　　為方便控制，這里定義兩個控制變量SA及SB，其中
　　
　　SA=
　　　　
　　SB=
　　　　
　　根據(jù)表1可以設計一個開關查詢表，如表2所列，將其存儲在DSP中，當進行實時控制時，便可根據(jù)輸入電壓、電流信號，從表中查詢所需采取的開關策略。
　　
　　表2查詢表SASBV11V12V21V22V31V32V41V42uAB
　　
　　11110011000
　　
　　1011000110ud/2
　　
　　1-111000011ud
　　
　　-ud/2
　　
　　00011001100
　　
　　0-101100011ud/2
　　
　　-1100111100-ud
　　
　　-1000110110-ud/2
　　
　　-1-1001100110
　　
　　整個控制系統(tǒng)以一片DSP為核心，控制框圖如圖4所示。　　　　
　　鎖相環(huán)電路產(chǎn)生一個與電源電壓同相位的單位正弦波形，ud的采樣信號通過低速電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，電流is的采樣信號通過高速電流內(nèi)環(huán)G1進行調(diào)節(jié)，電容C1端直流電壓u1與電容C2端直流電壓u2分別通過兩個PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，補償環(huán)G2用于補償兩只電容電壓的不平衡。
　　
　　檢測的線電流命令is與參考電流is*比較，產(chǎn)生的電流誤差信號送至電流內(nèi)環(huán)G1，以跟蹤電源電流變化，產(chǎn)生的線電流波形將與主電壓同相位。
　　
　　3、軟件設計
　　
　　系統(tǒng)采用兩個通用定時器GPT1及GPT2來產(chǎn)生周期性的CPU中斷，其中GPT1用于PWM信號產(chǎn)生、ADC采樣和高頻電流環(huán)控制（20kHz），GPT2用于低頻電壓環(huán)的控制（10kHz），兩者均采用連續(xù)升/降計數(shù)模式。低速電壓環(huán)的采樣時間為100μs，高速電流環(huán)采樣時間為50μs。中斷屏蔽寄存器IMR，EVIMRA和EVIMRB使GPT1在下降沿和特定周期產(chǎn)生中斷，GPT2則僅在下降沿產(chǎn)生中斷。
　　
　　整個程序分為主程序模塊、初始化模塊、電流控制環(huán)計算模塊、電壓控制環(huán)計算模塊、PWM信號產(chǎn)生模塊等五大部份。程序流程如圖5所示。　　　　
　　4、仿真結(jié)果及實驗
　　
　　仿真參數(shù)如下：輸入電壓us交流220V，50Hz，
　　
　　輸出功率1kW，開關管GTO，開關頻率500Hz。整流狀態(tài)和逆變狀態(tài)下電源電壓us、電源電流is、交流側(cè)電壓uAB波形分別如圖6及圖7所示。　　　　　　
　　實驗結(jié)果也證實了設計的正確性，在采用GTO管、開關頻率較低（500Hz）時，輸入側(cè)電流波形仍然非常接近正弦，裝置得到了接近1的功率因數(shù)，同時開關上的電壓應力減少了一半。
　　
　　5、結(jié)語
　　
　　采用全數(shù)字控制的三電平PWM整流器將控制系統(tǒng)外圍電路減至zui少，在較低成本下可以獲得很高的性能?；贒SP的三電平整流器比傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路動態(tài)性能更好，在較低的開關頻率下就可以獲得比較好的正弦化電流波形，并可用于GTO等開關器件。如用于高壓、大功率三相電路、VVVF電源、電機控制等領域，該方案*性更明顯。